王紅蕾 王躍慶 無(wú)錫東電化蘭達(dá)電子有限公司（TDK-Lambda）
多路輸出的開關(guān)電源因其體積小、性價(jià)比高廣泛應(yīng)用于小功率的各種復(fù)雜電子系統(tǒng)中。然而伴隨著現(xiàn)代電子系統(tǒng)發(fā)展，其對(duì)多路輸出電源的要求越來(lái)越高，如體積、效率、輸出電壓精度、負(fù)載能力（輸出電流）、交叉調(diào)整率、紋波和噪聲等。其中，交叉調(diào)整率是指當(dāng)多路輸出電源的一路負(fù)載電流變化時(shí)整個(gè)電源各路輸出電壓的變化率，是考核多路輸出電源的重要性能指標(biāo)。受變壓器各個(gè)繞組間的漏感、繞組的電阻、電流回路寄生參數(shù)等影響，多路輸出電源的交叉調(diào)整率一直以來(lái)是多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計(jì)重點(diǎn)。
目前改進(jìn)交叉調(diào)整率的方法可分為無(wú)源和有源兩類。有源的方法需要增加額外的線性穩(wěn)壓或開關(guān)穩(wěn)壓電路，雖然可以得到較高的交叉調(diào)整率,但卻是以犧牲電源的效率、成本為代價(jià)的，且從可靠性和復(fù)雜性也不如無(wú)源的方法好。提起無(wú)源交叉調(diào)整率優(yōu)化方法，有經(jīng)驗(yàn)的工程師首先會(huì)想到輸出電壓加權(quán)反饋控制，其次如果選用反激電路還會(huì)通過(guò)優(yōu)化變壓器各繞組耦合以及優(yōu)化嵌位電路來(lái)進(jìn)一步優(yōu)化交叉調(diào)整率，如果選用的是正激電路則會(huì)將各路輸出濾波電感耦合在一起來(lái)進(jìn)一步優(yōu)化交叉調(diào)整率。可是當(dāng)以上優(yōu)化措施均已采用了，還是無(wú)法滿足設(shè)計(jì)要求時(shí)，通常只好無(wú)奈地添加假負(fù)載用效率來(lái)?yè)Q取交叉調(diào)整率，或改選為成本較高的有源的優(yōu)化設(shè)計(jì)方案。
下面介紹一種TDK-Lambda新型的改善交叉調(diào)制率的多路輸出解決方案，此方案可以使得用無(wú)源方法進(jìn)一步提高交叉調(diào)整率。
如圖1所示，對(duì)于匝數(shù)相等的兩個(gè)輸出繞組（Ns1=Ns2），我們?cè)趦蓚�(gè)跳變的同名端跨接一個(gè)電容C1，這樣可以很好地改善交叉調(diào)整率。
圖1
對(duì)于圖1所示的反激變換器，考慮其各繞組的漏感，可等效為圖2所示電路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分別繞組Ns1、Ns2和Np的漏感。
圖2
由于Ns1=Ns2，在電源整個(gè)工作過(guò)程中，始終有Vs1=Vs2，所以電路可以等效為圖3所示，其中Is1和Is2分別為流過(guò)繞組Ns1和Ns2的電流。
圖3
電源穩(wěn)定工作時(shí)，電感Lleak1和Lleak2兩端的平均電壓為0V，所以電容C1兩端的平均直流電壓也為0V。隨著電容C1容值的增大，電容上的紋波電壓會(huì)越來(lái)越小，所以Vo1會(huì)越來(lái)越接近Vo2，即電源的交叉調(diào)整率隨著C1容值的增大會(huì)越來(lái)越好。
為了便于分析，我們做出如下假設(shè)：
1、忽略電路中二極管的壓降，認(rèn)為壓降為0V。
2、電容C1的容值很大，使得C1和漏感Lleak1和Lleak2的諧振周期大于SW1的開關(guān)周期。
3、Vo2輸出電壓為反饋檢測(cè)電壓，保持不變，Vo2負(fù)載較重，Vo1為輕負(fù)載，Vo1>Vo2。
基于上面假設(shè)，電源工作期間副邊各元件的電流將如圖4所示，Is1和Is2分別為流過(guò)繞組Ns1和Ns2的電流，Ip為變壓器原邊電流，ID1和ID2分別為流經(jīng)D1和D2的電流，Vc1是電容C1上的電壓。
圖4
注：本圖僅示意電壓電流的變化方向
為了便于確定電路的初始狀態(tài)，我們以t5時(shí)刻作為電源工作周期的開始，在t5時(shí)刻二極管D1的電流變?yōu)?，電容C1上的電壓Vc1此時(shí)處于最高值，且有：
在二極管D1截止后，副邊電路可進(jìn)一步等效為圖5所示電路。因?yàn)閂s<Vc1，所在t5時(shí)刻電容C1與漏感Lleak1開始諧振放電，電流Is1變?yōu)樨?fù)值。
時(shí)，二極管反向截止，副邊繞組向原邊繞組換流階段結(jié)束。 
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