摘要：介紹了電流模式電路的基本概念和發(fā)展概況，與電壓模式電路相比較，電流模式電路的主要性能特點(diǎn)。并介紹了廣泛應(yīng)用于各種電流模式電路的第二代電流控制電流傳輸器原件的跨導(dǎo)線性環(huán)特性和端口特性，以及其基本組成共源共柵電流鏡，并提出了基于共源共柵電流鏡的新型COMS電流傳輸器。在此基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了基于電流控制電流傳輸器的電流模式積分電路，并利用HSPIce軟件進(jìn)行輸入為正弦波和方波時(shí)的輸出波形的仿真驗(yàn)證。

    在模擬電子電路中，人們長(zhǎng)久以來(lái)習(xí)慣于采用電壓作為信號(hào)變量，并通過(guò)處理電壓信號(hào)來(lái)決定電路的功能。因此促成了大量電壓信號(hào)處理電路，或者稱為電壓模式電路的誕生和發(fā)展。

    但是，隨著被處理信號(hào)的頻率越來(lái)越高，電壓型運(yùn)算放大器的固有缺點(diǎn)開(kāi)始阻礙它在高頻、高速環(huán)境中的應(yīng)用。電壓型運(yùn)算放大器的缺點(diǎn)之一，它在-3 dB閉環(huán)寬帶與閉環(huán)增益的乘積是常數(shù)，當(dāng)寬帶向高頻區(qū)域擴(kuò)展時(shí)，增益成比例下降；缺點(diǎn)之二，它在大信號(hào)下輸出電壓的最高轉(zhuǎn)換速率很低，一般只有0.2~20 V/μs.

    在近些年來(lái)，以電流為信號(hào)變量的電流在信號(hào)處理中的巨大潛在優(yōu)點(diǎn)被發(fā)現(xiàn)被挖掘出來(lái)，促成了一種新型電路--電流模式電路的發(fā)展。人們發(fā)現(xiàn)，電流模式電路可以解決電壓模式電路所遇到的一系列難題，在速度、帶寬、動(dòng)態(tài)范圍等方面獲得更加優(yōu)良的性能。

    第二代電流控制電流傳輸器元件起源CCII,但是由于CCII內(nèi)部電路的輸入端X端與Y端存在一個(gè)寄生電阻，而傳輸特性并沒(méi)有考慮這個(gè)電阻，從而造成CCII的X端與Y端的電壓跟蹤無(wú)法達(dá)到理想的程度，而CCCII就是利用X端的寄生電阻受到內(nèi)部直流偏壓控制的特性以達(dá)到電壓可調(diào)的特性。

    1996年，學(xué)者Alain Fabre等人基于跨導(dǎo)線性環(huán)特性提出了第二代電流控制電流傳輸器電路，而隨后的CCCII電路基本上也都是基于跨導(dǎo)線性環(huán)特性實(shí)現(xiàn)的。

    1.1 線性跨導(dǎo)原理

    跨導(dǎo)線性電路的主要性能是借助于雙極性晶體管的跨導(dǎo)參數(shù)與其集電極電流成正比關(guān)系得到的。跨導(dǎo)參數(shù)與其集電極電流之間的比例關(guān)系為：在一個(gè)含有偶數(shù)個(gè)正向偏置發(fā)射結(jié)，且排列成順時(shí)針?lè)较蚪Y(jié)的數(shù)目和反時(shí)針?lè)较蚪Y(jié)的數(shù)目相等的閉環(huán)中，順時(shí)針?lè)较虬l(fā)射電流密度之積等于反時(shí)針?lè)较虬l(fā)射結(jié)電流密度之積。

    對(duì)于雙極性晶體管，集電極電流Ic與基-射結(jié)電壓VBE之間的關(guān)系是它的核心關(guān)系。這種關(guān)系可以表示為：

    式（1）中：VT是熱電壓，在常溫下其值約26 mV;反向飽和電流，它對(duì)溫度敏感，每提高1攝氏度增加約9.5%,同時(shí)，近似于發(fā)射區(qū)面積成正比。對(duì)式（1）求微分，可以得到：

    式（2）表明，理想BJT的跨導(dǎo)gm是集電極靜態(tài)電流的線性數(shù)IC,這是由于IC與VBE之間具有對(duì)數(shù)關(guān)系的結(jié)果。在一個(gè)包含n個(gè)BJT基-射結(jié)的閉合環(huán)路中，采用某種方法使其正向偏置而導(dǎo)通，則結(jié)電壓之和應(yīng)等于零，即：

    圖1給出了一個(gè)簡(jiǎn)化TL環(huán)路，它包含4個(gè)PN結(jié)，每個(gè)PN結(jié)實(shí)際代表環(huán)路中每個(gè)BJT的基一射結(jié)，每個(gè)結(jié)上標(biāo)出的電流過(guò)結(jié)的正向偏置電流，即BJT的集電極電流IC.

圖1 簡(jiǎn)化TL環(huán)路

    把式（2）代入式（3），將VBE加以替換得：

    式中：Isj代表每個(gè)結(jié)的反向飽和電流，由于每個(gè)結(jié)的發(fā)射區(qū)面積可能不同，也可以有不同極性的BJT組成，因圖簡(jiǎn)化TL環(huán)路，所以Isj可能是不相等的；Vtj代表每個(gè)結(jié)的熱電壓，對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用電路，可以假定所有結(jié)的熱電壓相等。因此，式（4）可以表示為：

    一系列對(duì)數(shù)之和為零可以改寫成一系列乘積項(xiàng)為1,因此式（5）可以寫成：

    為實(shí)現(xiàn)式（5）的環(huán)路內(nèi)節(jié)點(diǎn)電壓值和為零及IC/IS電流比的對(duì)數(shù)和為零，在維持合理的工作電流的同時(shí)，TL環(huán)路必須是成對(duì)的，那么它滿足兩個(gè)基本條件，即：TL環(huán)路內(nèi)的結(jié)點(diǎn)數(shù)必須是偶數(shù)個(gè)；面向順時(shí)針排列和面向逆時(shí)針?lè)较蚺帕械慕Y(jié)數(shù)必須相等。設(shè)TL環(huán)路是對(duì)稱的，滿足上述兩個(gè)條件，則式（6）可以另外表示為：

    公式左右雙方分別為順時(shí)針和逆時(shí)針排列的正偏發(fā)射結(jié)的IC/IS項(xiàng)的乘積。由于TL環(huán)路中的發(fā)射結(jié)反向飽和電流ISK與發(fā)射區(qū)的面積成正比，因此可將ISK表示為：ISK=AKJSK,AK是第K個(gè)結(jié)的發(fā)射區(qū)面積，JSK是與幾何結(jié)構(gòu)無(wú)關(guān)的反向飽和電流密度，假設(shè)每個(gè)結(jié)JSK的是相等的，因此式（7）可以重寫為：

    在跨導(dǎo)線性環(huán)路中，發(fā)射區(qū)面積比值很重要，通常是為了實(shí)現(xiàn)某些希望的性能和結(jié)果，謹(jǐn)慎的設(shè)計(jì)和改變發(fā)射區(qū)面積之比。當(dāng)考慮TL環(huán)路中發(fā)射區(qū)面積之比時(shí)，式（8）可以表示為：

    式（9）中λ為面積比系數(shù)。

    當(dāng)λ=1時(shí)，跨導(dǎo)線性原理可表示為：

    式（10）表明，在λ=1的條件下，TL環(huán)路中順時(shí)針?lè)较蚣�電�?jí)電流之積等于逆時(shí)針的集電極電流之積，這是跨導(dǎo)線性原理最簡(jiǎn)潔的表達(dá)形式。

    1.2 CCCII的電路符號(hào)和端口特性

    CCCII的輸入輸出端口特性可用矩陣式來(lái)表示：

    X端為電流輸入端，Y端為電壓輸入端，輸入電流為零；與CCII相同的是X端電壓不是精確跟隨Y端輸入電壓，而是與X端寄生電阻有關(guān)。

圖2 CCCII電路符號(hào)

    矩陣中的正負(fù)號(hào)分別代表CCCII+和CCCII-,對(duì)CCCII+而言，IX=+IY,對(duì)CCCII-而言，IZ=-IX,RX為X端口的寄生電阻，受CCCII內(nèi)部的偏置電流IB控制。CCCII的電路符號(hào)和零極子表示方法如圖3所示。

圖3 CCCII零極子表示方法

    2.1 共源共柵電流鏡

    在電流傳輸器中，電流鏡是必不可少的電路模型。通常的來(lái)說(shuō)，期望一個(gè)電流鏡能夠擁有較高的電流傳輸精度，較高的輸出電阻，較低的輸入電壓以及最小的輸出電壓。

    圖4所示的基本電流鏡號(hào)模型，由于自身溝道長(zhǎng)度的調(diào)制效應(yīng)，很難達(dá)到較高的電流傳輸精度及較高的輸出電阻。圖5中所示的共源共柵電流鏡則能獲得比普通電流鏡更高的電流傳輸精度和輸出電阻。

圖4 基本電路鏡

圖5 共源共柵電流鏡

    2.2 共源共柵電流鏡CMOS CCCII設(shè)計(jì)電路

    圖6為基于基本電流鏡的CCCII電路，它包括了M1~M4組成的跨導(dǎo)電路，以及M5~M6,M7~M8,M10~M11,M12~M13的基本電流鏡。基本電流鏡M5~M6,M9~M11向跨導(dǎo)電路提供偏置電流IB,由于基本電流鏡輸出阻抗低，因此偏置電流IB傳輸?shù)娇鐚?dǎo)線性電路的比例較少。輸出端Z與基本電流鏡輸出端相連，輸出阻抗較低。

圖6 基于基本電流鏡的CCCII電路

    用共源共柵電流鏡能實(shí)現(xiàn)如圖7的CMOS CCCII電流傳輸器電路，M1~M4構(gòu)成跨導(dǎo)線性環(huán)路實(shí)現(xiàn)電壓跟隨器，M9~M12,M17~M12組成同相傳送電路，將X端電流IX鏡像耦合到IZ.而M5~M8,M13~M16構(gòu)成放大倍數(shù)為1的電流鏡，為跨導(dǎo)線性環(huán)路提供直流偏置。將基本電流鏡改為共源共柵電流鏡，不僅能增大輸出阻抗，而且能增大傳輸精度。

圖7 基于共源共柵電流鏡的CCCII

    2.3 共源共柵CMOS CCCII性能仿真

    基于TMSC0.18umCMOS工藝參數(shù)，運(yùn)用HSPICE軟件仿真，對(duì)共源共柵COMS CCCII電流傳輸器進(jìn)行性能仿真，電路采用1.5 V電壓供電。由矩陣關(guān)系，首先觀察IZ隨著IX的變化情況。

    可以看出，如同理論推導(dǎo)中所體現(xiàn)的一樣，在沒(méi)有任何電流誤差的情況下，可以得到較高的傳輸精度，可以觀察導(dǎo)IZ隨著IX變化而變化，較好的跟隨了IX.

圖8 IZ隨著IX變化

    3.1 電流模積分器設(shè)計(jì)

    在共源共柵COMS CCCII的基礎(chǔ)上，在X端添加電阻，在Y端添加電容，并改為電流輸入端就可以夠成一個(gè)電流模式的積分電路。示意圖如圖9所示。

圖9 CCCII電流模式積分器

    假設(shè)電容C初始電壓為零，則根據(jù)CCCII端口特性得到：

　　上式表明，輸出電流I0為輸入對(duì)時(shí)間的積分。

    3.2 電流模積分器仿真

    基于TMSC0.18μmCMOS工藝參數(shù)，運(yùn)用HSPICE軟件仿真，對(duì)電流模積分器分別輸入典型正弦激勵(lì)和方波激勵(lì)進(jìn)行了電路仿真。

    當(dāng)給積分器輸入正弦波時(shí)，輸入輸出波形如圖10所示。

圖10 正弦波積分

    當(dāng)給積分器輸入方波時(shí)，輸入輸出波形如圖11所示。

圖11 方波積分

    最后仿真了積分器的頻率響應(yīng)特性，如圖12所示。

圖12 積分器頻率響應(yīng)特性

    通過(guò)公示分析，當(dāng)激勵(lì)源分別采用正弦信號(hào)以及方波信號(hào)時(shí)，積分電路的輸出結(jié)果應(yīng)該為余弦信號(hào)以及三角波信號(hào)。由圖8和圖9可得，此積分電路的運(yùn)算結(jié)果同理論結(jié)果具有良好的一致性，從而證明了此積分電路設(shè)計(jì)的正確性。

    4 結(jié)論

    電流控制電流傳輸器已經(jīng)是電流模式電路中非常常用的模塊之一，本文提出了基于共源共柵COMS CCCII電流傳輸器，提高了輸出阻抗和電流傳輸精度，并且基于此CCCII電路設(shè)計(jì)了電流模式積分電路。在采用TMSC0.18μmCMOS工藝參數(shù)，運(yùn)用HSPICE軟件仿真，仿真結(jié)果驗(yàn)證了共源共柵電流傳輸器的傳輸精度，輸出阻抗及可行性，并且在激勵(lì)源采用正弦，方波信號(hào)的情況下，對(duì)于此積分電路進(jìn)行了驗(yàn)證，仿真結(jié)果顯示具有較高的精度。因此，該積分電路在很多應(yīng)用中可以替代傳統(tǒng)的積分電路，具有廣泛的應(yīng)用前景。<