摘要：基于有效提高電力資源利用率、減小諧波污染、提高電網輸電效率和電質量的目的,設計了一款基于低功耗單片機MSP430的高功率因數電源。本系統以單片機MSP430為控制和運算核心,測量出系統的功率因數。采用非隔離式Boost電路作為主回路,采用PFC功率因數校正專用控制芯片UCC28019進行閉環反饋控制,將功率因數補償到0.999以上,本系統具有一定的實用性。

    在電力網的運行中，功率因數反映了電源輸出的視在功率被有效利用的程度，我們希望的是功率因數越大越好。這樣電路中的無功功率可以降到最小，視在功率將大部分轉換為有功功率，從而提高電能輸送的效率。提高功率因數必須從相位校正技術和諧波消除技術兩個方面考慮，無功分量基本上為高次諧波，諧波電流在輸電線路阻抗上的壓降會使電網電壓發生畸變，影響供電系統的供電質量，諧波會增加電網電路的損耗。解決用電設備諧波污染的主要途徑有兩種：

    一是增設電網補償設備（有源濾波器和無源濾波器）以補償電力電子設備、裝置產生的諧波；二是改進電力電子裝置本身，使之不產生或產生很小的諧波，如采用功率因數校正技術。兩者相比較前者是消極的方法，即在裝置產生諧波后，進行集中補償；后者是積極的方法，也是諧波抑制的重要方法。減小諧波污染、提高功率因數，對于提高電網電質量和用電效率、緩解我國的能源短缺問題等都具有重要的現實意義。本系統基于MSP430 的高功率因數電源對功率因數校正進行了一定的研究，MSP430 是低功耗單片機，將低功耗單片機與功率因數校正相結合具有深層次的研發意義。

    系統主要包括整流、功率因數校正、Boost 升壓等幾個部分。電源變壓器將較高的市電電壓降低到符合整流電路所需要的交流電壓，經整流電路后得到直流電。將得到的直流電送入Boost 升壓電路進行升壓，Boost 電路的輸出電壓極性與輸入電壓極性相同，但總高于輸入電壓，輸入電流連續、輸出電壓與負載電流無關，輸出阻抗非常低，通過控制開關管通斷的占空比來控制輸出電壓。PFC 控制部分采用有源PFC（也稱主動式PFC） 功率因數校正可以實現高輸入功率因數和低輸入電流諧波含量，并且開關管的電壓應力和電流應力都比較小。電壓適應范圍寬，功率因數高。本系統采用兩級PFC 技術，即在整流濾波和DC/DC 功率級之間加入有源PFC電路為前置級，用于調高功率因數和實現DC/DC 級輸入的預穩，該技術一般用于大功率輸出場合。

    MSP430 作為控制和運算核心，它具有處理能力強，運行速度快、資源豐富、開發方便等優點。MSP430 系列單片機是16 位超低功耗的混合信號處理器，把許多模擬電路、數字電路和微處理器集成在一個芯片上，以提供"單片"解決方案。

    MSP430 系列單片機的電源電壓采用1.8~3.6 V 低電壓，RAM數據保持方式下耗電僅0.1 μA,活動模式耗電250 μA/MIPS（MIPS: 每秒百萬條指令數），I/O 輸入端口的漏電流最大僅50 nA, 遠低于其他系列單片機（一般為1~10 μA），MSP430系列單片機堪稱目前世界上功耗最低的單片機，其應用系統可以做到用一枚電池使用10 年。系統整體設計如圖1 所示。

圖1 系統實現方框圖

    2 主要功能電路設計

    2.1 隔離變壓器部分

    本系統中要做好隔離變壓器本身接地的回路，變壓器會產生漏磁及電磁干擾，如果沒有配置好接地線路，即使做再多的隔離效果也是有限的。把隔離變壓器用在交流電源輸入端時，若電網3 次諧波和干擾信號比較嚴重，可以去掉3 次諧波和減少干擾信號， 采用隔離變壓器可以產生新的中性線，避免由于電網中性線不良造成設備運行不正常，非線性負載引起的電流波形畸變可被隔離而不污染電網。

    2.2 功率因數校正控制電路及數字設定電路的設計

    本系統選用CCM 模式PFC 控制器UCC28019 實現最終的功率因數校正，CCM 的輸入電流畸變很小，動態響應快，不會有很高的峰值電流。該芯片通過雙閉環控制：電流內環和電壓外環。電流內環的作用是控制網側輸入電流的波形和相位；電壓外環的作用是控制輸入電流的幅度，以使輸出直流電壓在各種擾動下保持期望值。該控制系統具有許多系統級的保護功能，主要包括峰值電流限制、軟過流保護、開環檢測、輸入掉電保護、輸出欠壓過壓保護、軟啟動等功能。由芯片UCC28019 工作原理知其輸出PWM 波形占空比是根據電壓環路的反饋電壓輸入到Vsense 腳與芯片內部+5 V 基準電壓進行比較， 經差分放大后改變PWM 斜率。系統穩定時Vsense 腳的電壓為5 V.電阻R7、R8分壓，通過控制D/A 的輸出來控制UCC28019 的Vsense 腳電壓， 進而控制最終的輸出，即數字設定輸出。D/A 轉換器采用16 位數模轉換器MAX541。

    1）電感電流檢測電阻的選取

    在電感電流超過最大值電流25%時，ISENSE 腳電壓達到軟過流保護閥值的最小值，RSENSE將觸發軟過流保護。RSENSE應滿足如下條件：

    其中VSOC（min）=0.66 V。I L_PEAK（max）為最大峰值電流。

    此外，為保護芯片免受沖擊電流的沖擊，在ISENSE 腳處串聯一個阻值為的220 Ω 電阻（如圖2 中的R1）。

    2）輸入濾波電容的選取

    在允許有20%的電感電流紋波IRIPPLE和6%的高頻電壓紋波U IN_PIPPLE的情況下，輸入濾波電容的最大值Cin由輸入電流紋波IRIPPLE和輸入電壓紋波U IN_RIPPLE（max）決定。輸入濾波電容的值可通過以下公式計算：

    其中fsw =65 K，ΔI RIPPLE =0.2，IRIPPLE =ΔIRIPPLE I IN_PEAK （max），ΔV IN_RIPPLE =0.06,V IN_RECTIFED （max） = √2 V IN （max） ，V IN_RIPPLE （max） =ΔVIN_RIPPLE V IN_RECTIFED（max）

    3）升壓電感的選取。

    升壓電感的最小值根據最壞的情況（占空比D 為0.5）計算得出：

　　系統主回路如圖2 所示。

圖2 主回路

    2.3 功率因數測量電路設計

    采用相位差測量法。利用電壓電流互感器分別對電壓、電流信號進行提取， 然后用精密儀表放大器INA118 對電壓電流進行放大至飽和，經TLC372 整形后，測出相位差，相位差Φ 的計算原理是利用輸入2 路信號過零點的時間差，以及信號的頻率來計算2 路信號的相位差，首先測量單路輸入信號頻率，方法是記錄1 路方波信號2 次連續上升沿觸發的定時器計數值N1和N2,計算出2 次上升沿計數器差值ΔN1=N1-N2, 以定時器工作頻率fclk為參考， 求出輸入信號的頻率為Fin= fclk ΔN1 .運用TI 低功耗單片機MSP430F449 的捕獲功能，捕獲2 路信號的過零點，記錄定時器這一時刻的計算值，計算出它們之間的時間差。TI 公司的所有的FLASH 型單片機都含有Timer_B,它是程序的核心，Timer_B 由1 個16 位定時器和多路比較/ 捕獲通道組成，2 路信號的相位差，Δ=360°×Δt Ti其中，ΔN2為2 路信號的上升沿分別觸發計數器的差值；Ti為輸入信號的周期。由相位差的計算可簡化為：ΔΦ=360°×Δt ΔN1 =360°×ΔN2 ΔN1×fclk , 為防止計數器溢出，參考時鐘設置為1 MHz,測相時最大計數值為1000 000/50=20 000<2∧16-1=65 535;且每次測相前都對計數器B 清零。最后經余弦運算即可測得功率因數。負載端輸出電壓、電流經采樣可算出系統視在功率。根據公式P=S×cosθ，Q=分別計算出電源的有功功率、無功功率。該方法操作簡單、可達到很高的精度。電路如圖3 所示。

圖3 功率因數測量

    2.4 過流保護電路的設計

    通過單片機實時采樣輸出電流，當電流過大時單片機控制繼電器模塊使其斷開，系統斷電；當故障排除后測得電流值小于預設定值時單片機再次發指令使繼電器閉合。電路重新正常工作。電路如圖4 所示。

圖4 過流保護

    3 系統軟件設計

    本系統選用MSP430F449 低功耗單片機， 負責電壓電流的相位檢測、功率因數及電壓電流峰值的顯示、以及相應外部請求對電壓值進行調整。相位檢測用MSP430 定時器的捕獲功能實現。首先對一路電壓信號測頻，外部信號的上升沿到來時觸發中斷，記錄當前定時器計數器的數值，由兩次定時器數值的差值，計算出信號的頻率。然后測兩路信號相位差，開始啟動電壓信號的捕獲功能；當捕獲到該路信號的上升沿并進入中斷后，立刻啟動定時器計數，開啟電流信號的捕獲功能，禁能電壓信號的捕獲功能。當捕獲到電流信號的上升沿并進入中斷后，記錄當前定時器計數器的數值，由此便可計算出電壓、電流的相位差，從而算出功率因數。程序中，TimerA 的外部引腳用于按鍵檢測，故用TimerB 的捕獲比較器實現[6].用MSP430 自帶的AD 對電壓、電流信號采樣，采樣模式為序列通道多次轉換， 以便實時顯示當前的電壓、電流值。當檢測到輸出電流超過2.5 A 時，控制繼電器的關斷和電路的復位。流程如圖5 所示。

圖5 軟件流程圖

    4 測試數據與分析

    4.1 測試儀器

    15 MHz 函數信號發生器，型號為Agilent33129A.數字示波器，型號為Tektronix TDS 1002,雙通道，60 MHz .萬用表的型號為FLUKE17B。

    4.2 測試方案及結果如下

    按照基本要求預置電壓設為36 V,當負載變化時，輸出電壓理論值應不變恒為36 V,輸出電流會隨著負載的變化而變化。實際中由于各種誤差的存在，輸出電壓和預置電壓多少會有一些差距。檢測實際輸出電壓電流，和理論值比較。

    變壓器副邊電流通過電流I2互感器經電阻采樣后送示波器顯示，測其失真度。

    采樣電壓電流經比較器后可以測得得到相位差，經余弦運算既得功率因數。減小負載使得輸出電流增大， 當達到2.5 A 時，檢測繼電器是否調轉，若跳轉則過流保護功能可靠。

    1）預置輸出電壓不變（36 V）時，改變負載，測得實際輸出電壓、電流和功率因數如表1 所示。

表1 負載變化時的電源參數

    2）輸出電壓數字可調。通過按鍵預置輸出電壓，測量實際輸出電壓如表2 所示。

表2 輸出電壓數字調節

    4.3 測試結果分析

    測試數據顯示，功率因數高達0.999 以上，測量誤差的絕對值低于0.84%.測相時，兩路信號經比較器之前先進行了飽和放大，讓信號的幅值盡量靠近，這樣減小了比較誤差，在采用MSP430 測相，時鐘可能會引來誤差，但是參考時鐘頻率較高（1 MHz），時鐘頻率非常穩，輸入信號頻率低（50 Hz），在測相計數的過程中可能有的差距，多計一個數（或者少計一個數），會給測得的相位差帶來的偏差，該誤差完全可以忽略不計，但在輸入信號頻率較高時，該誤差不能忽略。輸出電壓數字調節測量時，實際值和理論值有一定誤差，但誤差較小，在允許的范圍內。

    5 結束語

    本系統較好地設計和實現了高功率因數的直流電源，電源波形畸變非常小，電源效率高，電質量得到改善。目前電能是使用最多的能源之一， 如果電能的使用效率得以提高，那么可以大大減少對能源的浪費�；�于低功耗單片機MSP430的高功率因數電源有待進一步深究，有望融入日常生活。低污染、高效率、綠色化、低應力、低輸出紋波，這是市場對新型電源的要求。本系統還有很大的發展空間，可以嘗試與太陽能、風能相結合。<